...ПОПОВ...ЛОСЕВ...СИФОРОВ...КОТЕЛЬНИКОВ...русские ученые подвижники

На 1 страницу

         

Диаграмма Смита

Touchstone

MMICAD

MMICAD LAYOUT

Microwave Office

LIBRA

Aplac

Sonnet

HFSS

Genesys
фирмы Eagleware

Примеры 
Serenade

 

Harmonica

 

MOMENTUM

 

Microwave Explorer

 

Series IV

Уравнения Максвелла  

Метод моментов

 

Нелинейные искажения в СВЧ приборах и устройствах

Ряды Вольтерра  

 

Эскизное проектирование СВЧ систем

  Динамический диапазон

Мощность насыщения

Шумы  

Теория
автономных четырех-
полюсников

Синтез СВЧ устройств

 

МАТЕРИАЛ ПО КУРСОВОМУ ПРОЕКТИРОВАНИЮ 

РАСЧЕТ КАСКАДА ТРАНЗИСТОРНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ

Исходные данные для расчета каждого каскада многокаскадного СВЧ усилителя с расширенным динамическим диапазоном выбираются на этапе эскизного проектирования, либо задаются в техническом задании. 

Основными исходными данными являются:

- диапазон рабочих частот fн ... fв ;
- требуемый коэффициент усиления по мощности Кр ;
- требуемый коэффициент шума Кш ;
- требуемая мощность насыщения по заданному критерию нелинейных искажений Рнас.

Дополнительные исходные данные, отличающиеся от основных
тем, что чаще всего выбираются разработчиком СВЧ усилителя:

- запас по устойчивости и стабильности работы усилителя в заданном 
диапазоне рабочих температур и входных мощностей; 
- конструктивные данные: предполагаемый материал подложки, 
её толщина, размеры; 
- предполагаемые типы транзисторов, исходя из заданных рабочих частот, 
имеющихся в наличии. 

Целью расчета является разработка: 

 принципиальной электрической схемы транзисторного СВЧ усилителя, удовлетворяющего заданным техническим требованиям;
 нескольких вариантов топологий каскада на диэлектрической плате.
Метод расчета, в рамках курсового проекта - аналитический и графоаналитический.
После выполнения расчетов каждого каскада, составляется принципиальная схема и топология всего усилителя в целом и подготавливается задание на синтез усилителя с помощью программ Touchstone или Microwave Office.
Необходимость проведения окончательного этапа расчета на компьютере объясняется тем, что аналитические и графоаналитические методы являются приближенными и менее точными, чем численный расчет. При расчете на компьютере учитываются цепи смещения, обратные связи и другие факторы, с трудом поддающиеся аналитическому анализу.
Необходимость в аналитическом и графоаналитическом расчете, объясняется тем, что перед расчетом на компьютере необходимо проанализировать потенциальные возможности транзисторов и получить условия, при которых эти возможности реализуются. Поэтому при аналитическом расчете можно допустить некоторые разумные приближения, о которых будет указано ниже.
Алгоритм расчета

1. Выбор транзистора.
2. Анализ потенциальных характеристик транзистора 
- по усилению в заданном диапазоне частот,
- по коэффициенту шума,
- по мощности насыщения.

3. Расчет инвариантного коэффициента устойчивости, центров и радиусов окружностей устойчивости.
4. Расчет окружностей равного шума и равной меры шума.
5. Расчет окружностей равной выходной мощности.
6. Расчет окружностей равного коэффициента передачи по мощности.
7. Расчет линий равного динамического диапазона.
8. Нанесение линий, полученных по пп. 3-7 на диаграмму Смита и принятие решения по выбору коэффициентов отражения со стороны входа и выхода транзистора Г1 и Г2 . 
9. Расчет характеристик усилителя по выбранным Г1 и Г2.
10. Выбор структуры и расчет параметров входной и выходной согласующих цепей.
11. Расчет элементов, обеспечивающих режим транзистора по постоянному току.
12. Описание на языке программы Touchstone схемы усилителя, проведение анализа и параметрического синтеза схемы усилителя с целью получения наилучших возможных характеристик.
13. Введение окончательно откорректированной полной топологии усилителя в корпусе и расчет конструкции на программе Microwave Office.
14. Составление отчета, включающего описание всех этапов проектирования.
Ниже приводятся формулы, реализующие этот алгоритм расчета и пример расчета каскада на транзисторе ЗП321.
Исходные данные для требуемых характеристик каскада следующие:
- диапазон рабочих частот 5.6 ГГц ... 7.1 ГГц,
- усиление по мощности в этом диапазоне частот 6 ± 0.5 дБ,
- коэффициент шума  4 дБ,
- входная линейная мощность насыщения (по критерию сжатия усиления на 1 дБ)  0,2 мВт.
В настоящее время промышленностью России выпускается несколько типов полевых и биполярных транзисторов, работающих в этом диапазоне частот. Ниже в таблице приведены серийно выпускаемые полевые СВЧ транзисторы:

Табл. 9.1. 

Тип Разработчик ТУ f, ГГц  Кш, дБ Кр, дБ
ЗП320 НИИ «Пульсар» аАо.339.167 8 6 5
ЗПЗ24 ЦП НИ    10  6
ЗП321 НЗЛК аАо.339.206 8 3.5  
ЗП325  -«-  аАо.336.446 8 2 4.5
ЗП326 -«-    17.4  4.5  3

К сожалению, разработчики и изготовители транзисторов в документации на транзисторы (технические условия) дают довольно скудную информацию, недостаточную для расчета. Так, обычно приводятся несколько статистических характеристик, предельные электрические параметры рабочих режимов, данные об усилении и коэффициенте шума на частоте испытаний. Необходимые для расчета транзисторных СВЧ усилителей S - параметров и первичных шумовые параметров в ТУ не приводится.
Поэтому для извлечения необходимых параметров нужно построить модель транзистора, и так, чтобы её характеристики совпадали с характеристиками, даваемыми разработчиком и изготовителем транзистора. После построения такой модели из неё извлекается вся необходимая информация для полного расчета.
Процедура построения модели включает параметрический синтез физической эквивалентной схемы замещения транзистора. Синтезированная физическая эквивалентная схема полевого транзистора ЗПЗ21 в диапазоне частот 5...7 ГГц приведена на рис. 9.1. Номиналы элементов, указанные на схеме, относятся к линейному режиму. Для расчета нелинейных характеристик необходимо описать нелинейные эффекты, возникающие при большом сигнале. Количество экспериментальных данных для выявления и описания нелинейностей СВЧ транзистора резко возрастает по сравнению с данными, необходимыми для построения линейной схемы замещения, и это заключается в измерении S-параметров большого сигнала, т.е. соотношений между падающими и отраженными волнами на полюсах транзистора при различных мощностях на входе. Из-за сложности таких экспериментов и расчетов по нелинейной модели транзистора, в данной методике информация о нелинейных свойствах СВЧ транзистора извлекаются из статических характеристик.

Рис. 9.1. ФЭС полевого транзистора 3П321.

Для расчета шумовых и передаточных характеристик каскада необходимы шумовые и сигнальные параметры транзистора (эти параметры приводятся в лабораторных работах № 3 и 4). Напомним, что шумовые параметры в Touchstone вводятся в ином формате (см. лабораторную работу №3)
По этим параметрам поводим анализ характеристик транзистора, чтобы убедиться, что на данном транзисторе можно построить усилитель, удовлетворяющий заданию.

Расчет устойчивости
Инвариантный коэффициент устойчивости, количественно характеризующий устойчивость транзистора, определяется по формуле

                       
                    (9.1)

Если k >1 , а также выполняются условия

                        ,                                         (9.2)

                        ,                                         (9.3)

то транзистор абсолютно устойчив при любых отражениях на его зажимах. Ограничений на выбор Г1 и Г2 в этом случае нет. Если не выполняется одно из условий, то необходимо построить окружности устойчивости и выбрать Г1 и Г2, в областях, которые гарантируют устойчивую работу транзистора с заданным запасом. Центр окружности устойчивости на выходной плоскости определяется из формул:
- центр окружности (расстояние и угол)

                               
                                  (9.4),

- радиус окружности (величина).
                               
                                 (9.5)

Аналогичные выражения для окружностей устойчивости на плоскости с учетом замены индексов.

Расчет шумовых характеристик
При расчете коэффициента шума каскада полезно знать предельные шумовые характеристики, достигаемые при оптимальном коэффициенте отражения Г ш опт:
                               
             (9.6)

При таком Гш коэффициент шума каскада минимален и равен

                           
     (9.7)

Коэффициент шума в 50-Омном тракте равен 

                        .                                                                                                                     (9.8)

В этих формулах – D - параметры транзистора, соответствующие описанию передаточных свойств четырехполюсника в системе Т- параметров. 

Табл. 9.2. Предельные шумовые характеристики каскада на транзисторе 3П321 (расчет по -параметрам)

Частота, ГГц Kшо, дБ Кш мин , дБ Г опт
5.0  5.291 3.057  0.711Ð78.9
5.3 5.320  3.246  0.689Ð84.7
5.6 5.358  3.434 0.667Ð90.7
5.9  5.402 3.618  0.646Ð96.8
6.2  5.454 3.798  0.625Ð103.2
6.5  5.516 3.976  0.605Ð109.7
6.8 5.585 4.15  0.586Ð116.4

 Табл. 9.3. Рассчитанные окружности равного коэффициента шума на плоскости Г1 (для частоты 5.9 ГГц)

Кш , ед Кш, дБ Сш 
2.512  4.0   0.6Ð96.8 0.207
3.162  5.0 0.494Ð96.8  0.400
3.981  6.0  0.404Ð96.8  0.526
5.012 7.0   0.328Ð96.8 0.623
6.31 8.0 0.266Ð96.8  0.698
7.943  9.0  0.214Ð96.8 0.759
10.00  10.0 0.172Ð96.8  0.807

 
Рис. 9.3. Окружности равного коэффициента шума на плоскости комплексных коэффициентов отражения Г1 для ПТ ЗПЗ21 на частоте 5.9 ГГц

Поскольку коэффициент шума зависит от коэффициента отражения на входе и не зависит от коэффициента отражения на выходных зажимах транзистора, то на плоскости входного коэффициента отражения можно построить линии равного коэффициента шума. Эти линии являются окружностями и строятся по следующим формулам:
- центр окружности для заданного коэффициента шума Kш ,
                        , (9.10)
а радиус этой окружности
                            . (9.11)

Результаты расчета центров и радиусов окружностей равного коэффициента шума для заданного транзистора на частоте 5,9 ГГц сведены в табл. 9.3. 
Для оценки шумовых свойств каскада в каскадном соединении применяется т.н. мера шума, связанная с коэффициентом шума и номинальным коэффициентом передачи мощности следующим соотношением:
                            . (9.12)

Табл. 9.5. Минимальная мера шума и коэффициент отражения Г1, при которой она достигается

частота, ГГц  Мш мин, ед Мш мин, дБ Гопт
5.0       
5.3       
5.6       
5.9  1.076 0.318  0.665Ð96.8
6.2       
6.5       
6.8       


Табл. 9.5. Рассчитанные окружности равной меры шума на плоскости Г1 (для частоты 5.9 ГГц)

Мш, ед Мш, дБ СМ
1.076 0.318 0.665 Р  96.8 0
1.259  1.000  0.613Ð96.9 0.197
1.585 2.000  0.534Ð97.0 0.323
1.995  3.000  0.455Ð97.1  0.422
2.512 4.000 0.377Ð97.1 0.508
3.162 5.000 0.303Ð97.3 0.585
3.981 6.000 0.236Ð97.4  0.653
5.012 7.000 0.172Ð97.7 0.713
6.31 8.000   0.116Ð98.3  0.766
7.943 9.000   0.067Ð99.4 0.811
10.000 10.0 0.025Ð104.1 0.849

 
  

Рис. 9.4. Окружности равной меры шума на частоте 5.9. ГГц

Приведем формулы для построения окружностей равной меры шума. Центр окружности находится по формуле 
                           ,                               (9.13)
а радиус

                            (9.14)
где Мш - заданная мера шума,
                            ,                         (9.15)
                            ,                 (9.16)
                               
           (9.17)

Результаты расчета окружностей равной меры шума све-дены в табл. 9.5.

Расчет окружностей равной выходной мощности

Практическим результатом расчета линий равной выходной мощности является выбор Г2, при которой транзистор обеспечивает максимальную мощность в нагрузку, т.е. максимальную мощность насыщения по выходу.
Существует несколько подходов к решению этой задачи. Большинство из них ориентируется на анализ нелинейных элементов физической эквивалентной схемы замещения и требуют применения ЭВМ. Для первого этапа курсового проектирования рекомендуется наглядный графоаналитический метод, основанный на анализе статических характеристик транзистора.

На рис. 9.5 приведены выходные статические характеристики транзистора ЗП321. В зависимости от реальной части нагрузки, приведенной к выходным полюсам транзистора, нагрузочная прямая имеет различный наклон на семействе выходных характеристик. 


Рис. 9.5. Статические характеристики полевого СВЧ транзистора ЗПЗ21. 
Выбранная рабочая точка и нагрузочные прямые соответствуют примеру расчета.


Нагрузочная прямая соответствует уравнению

                                   
                                 ( 9.18)
В рабочей точке и        
               (9.19)
Зафиксировав рабочую точку ( ) получаем, как максимальное напряжение , и связанный с ним максимальный размах СВЧ напряжения, зависит от .
Линия 2 соответствует оптимальному нагрузочному сопротивлению, линия 1 - меньшим сопротивлениям нагрузки, линии 3 ...6 - большим. Номинальная выходная мощность транзистора зависит от используемой части нагрузочной прямой и равна
                               
                                         (9.20)

Максимум номинальной выходной мощности достигается при оптимальном использовании нагрузочной прямой, т.е. одновременном полном использовании размаха по напряжению и размаха по току (при максимальной симметрии). Причем в малосигнальных режимах все равно, какой наклон имеет нагрузочная прямая, т.к. ограничение тока или напряжения по амплитуде не происходит. Это дает основание рассчитывать окружности равного усиления в малосигнальном режиме, т.е. применяя малосигнальные S -параметры.
Центры и радиусы окружности равной выходной мощности определяются по следующим формулам (центр и радиус окружности равного нормированного сопротивления на диаграмме Смита):

                        , ,                                        , (9.21)

где - нормированное сопротивление нагрузки, пропорциональное наклону нагрузочной линии. Для СВЧ усилителя Rн - это реальная часть комплексной нагрузки на СВЧ. Поскольку в зависимости от наклона нагрузочной прямой с увеличением мощности СВЧ наступает отсечка или по току, или по напряжению, в этих двух случаях окружности равной мощности рассчитываются по разным формулам :

Rн < Rн.опт :
                        , ,                 (9.21)

Rн > Rн.опт :
                        , ,, ,                (9.22)

где P - мощность в нагрузке, Zo = 50 Ом, Io, Uo - ток и напряжение в рабочей точке.

С известным приближением линии равной выходной мощности повторяют линии равных сопротивлений. Поэтому алгоритм построения этих линий будет состоять в следующем. Проводим несколько нагрузочных прямых (1 ... 6), наклон которых определяется активной частью сопротивления нагрузки, нормированной к 50 Ом, выделяем область появления максимально допустимых нелинейных искажений, ограниченную сверху областью насыщения, а снизу – областью малых токов, и рассчитываем для каждой линии
                            (9.23)

Рис. 9.5. Линии равной номинальной выходной мощности насыщения ПТ ЗПЗ21 на частоте 5.9 ГГц (плоскость Г2)

При этом очевидно, что наибольшие величины Pлин будут при симметрии выбора рабочей точки (в центре рабочей области).
Наибольшее приближение данного метода связано с выбором области появления нелинейных искажений, однако он дает точность, достаточную для инженерного расчета. В табл. 9.6 сведены результаты расчета линий равной линей-ной выходной мощности, для области появления нелинейных искажений, ограниченной пунктирной линией на рис. 9.4.


Табл.9.6. Центры и радиусы окружностей равной номинальной выходной мощности каскада на усилителе 3П321

№ линии Номинальная выходная мощность, мВт Центр Радиус
3 .3  0.5355  0.4645
2 3.83 0.4331 0.5669
3 3.6 0.3207 0.6793
4 3.15  0.2421 0.7579
2.82 0.1724  0.8276
1.2 0.077 0.92

   

Замечания,  предложения по улучшению сайта, а также запросы на полные описания программ на русском языке, шлите  по адресу kurushin@mail.ru.
© 2000 СВЧ проектирование
Последняя модификация: июня 08, 2000