...ПОПОВ...ЛОСЕВ...СИФОРОВ...КОТЕЛЬНИКОВ...   русские ученые подвижники

                           

На 1 страницу

         

Диаграмма Смита

  Анализ радио-
технических систем

Touchstone

MMICAD

MMICAD LAYOUT

  Microwave Office

 LIBRA

Aplac

Sonnet

HFSS 

HFSS AnSoft

ADS

Ptolemy

IE3D

FIDELITY

SERENADE

 MOMENTUM

XFDTD

Уравнения Максвелла  

Ряды Вольтерра  

  Метод моментов

  Динамический диапазон

  Мощность насыщения

Шумы 

Синтез СВЧ структур

Расчет микро-
полосковых антенн сотовых телефонов

 Расчет мощности поглощаемой в голове пользователя сотового телефона

  FEKO

CST

 Analog Office_2003

Wireless InSite

 

Проектирование антенны радиоидентификатора

 

В.Калиничев, А.Курушин

 

Проектирование антенны радиоидентификатора

 

  В статье решается одной из важных задач при проектировании антенны Тэга системы радиоидентификации:  согласование антенны и чипа ответчика с помощью планарной согласующей структуры.

      

     В последние годы методы автоматической идентификации (Auto-ID) стали очень популярными во многих сферах услуг,  продажи и распределения, в промышленности, производстве и системах, связанных с потоком данных. Автоматические процедуры идентификации необходимы, чтобы предоставить информацию о людях, животных, товарах и изделиях, находящихся  в процессе движения.

     Вездесущие ярлыки штрих-кода, которые ранее вызвали революцию в системах идентификации, становятся  неадекватным в настоящее время. Штриховые коды могут быть чрезвычайно дешевые, но их недостатки - низкая информационная вместимость и тот факт, что они не могут быть повторно запрограммированы.

    Оптимальным решением является  хранение данных в полупроводниковом чипе.  Чип с антенной образуют т.н. Тэг, который в корпусе представляет собой смарт-карту, наподобие ранее  используемых в связи (телефонная смарт-карта, банковские кредитные карточки). Однако, механический контакт, используемый в смарт-карте непрактичен. Бесконтактная передача данных между несущим данные устройством и его читателем (ридером) намного более гибка (рис.1). Такие бесконтактные системы передачи мощности  и данных называются  RFID системами (радиочастотные идентификаторы).

Рис. 1. Система радиоидентификации.  Отраженный сигнал модулируется изменениями импеданса чипа Zс

 

     Самая важная характеристика системы RFID - это максимальное расстояние, на котором ридер RFID может обнаружить  обратно отраженный сигнал от Тэга. Поскольку чувствительность ридера обычно более высокая, по сравнению с Тэгом, расстояние чтения в основном определяется характеристиками  Тэга.

     Тэг включает микросхему (чип) в которой находится приемопередающее устройство. В таком исполнении Тэги пассивные, они не имеют батареи для питания, а питаются за счет энергии падающей электромагнитной волны. Пример Тэга показан на рис. 2.

 

 

Рис. 2. Вибраторная планарная антенна длиной ?/2 (рабочая частота 910 МГц, длина волны 33 см). Чип включен между двумя ветвями вибратора

   

     Расстояние чтения Тэга r (рис.1) может быть рассчитано, используя формулу Фрииса в свободном пространстве [3,4]

 

 

 

                               (1)

 

где ? - длина волны,  Pt- мощность, излучаемая ридером,  Gt - усиление антенны ридера, Gr - усиление  приемной антенны Тэга, Pth - минимальная мощность,  необходимая для создания постоянного напряжения на чипе Тэга, а  ? – коэффициент рассогласования, равный

 

                                  (2)

 

где  импеданс чипа и является импедансом антенны.

 

    Из (1) можно видеть, что диапазон чтения зависит от мощности передатчика ридера,  усиления антенны Тэга,  коэффициента рассогласования ?. Обычно  ?   сильно зависит от частоты, и прежде всего определяет резонанс Тэга, который имеет место на частоте,   на которой выполняется лучшее согласование импедансов чипа и антенны. 

        

      Часто требуется, чтобы  размер Тэга был значительно меньше полуволны. Тогда антенна реализуется как планарная, со сложным сочетанием вибраторных линий и щелей (например, рис. 3), максимально используя площадь антенны.  Антенна должна с наибольшей эффективностью преобразовать падающую электромагнитную волну в напряжение питания чипа, а также передать с наибольшей эффективностью отраженную волну в сторону ридера. Это означает, что импедансы антенны  и чипа должны быть комплексно сопряженными.   Чтобы согласовать два комплексных сопротивления, в общем случае между ними надо включить согласующую структуру.
    

     Алгоритм проектирования согласующей цепи,  если форма антенны уже выбрана (этот важный вопрос рассматривается во многих работах, [3]) следующий:

 

1.     Расчет входного сопротивления антенны, ее реальной и мнимой части. Реальная часть фактически равна сопротивлению излучения.

2.     Выбор структуры согласующей цепи. Поскольку нужно реализовать условие сопряженного согласования на заданной частоте, то нужно использовать, по крайней мере, два сосредоточенных элемента (Г- образная цепь). Учитывая возможность включения индуктивности и емкости, может быть 6 вариантов включения.  Для выбора и анализа подходящей структуры рекомендуется использовать диаграмму Смита и программу MWO [4].

3.     Расчет согласующей цепи как фильтра и оптимизация его в виде сосредоточенных элементов.

4.     Реализация элементов согласующей цепи в виде граничных условий и расчет антенны.

5.     Физическая реализация элементов согласующей цепи и представление ее в виде топологии. Считаем, индуктивности имеют сосредоточенный параметры, и реализованы как меандровые, а емкости как гребенчатые или связанные по ребру.

6.     Анализ, а  затем оптимизация структуры на программах электродинамического моделирования, наиболее популярными из которых в настоящее время считаются CST [1]  и HFSS [2].

 

 

     Далее  раскроем алгоритм проектирования Тэга на примере конкретной антенны (рис. 3), у которой входное сопротивление  на частоте 910 МГц, рассчитанное с помощью HFSS, равно 228 +j 544 Ом.

 

Рис. 3. Тэг, состоящий из круглой антенны с чипом в центре, расположен рядом с ветровым стеклом машины толщиной 5 мм. Планарная антенна выполняется методом напыления на тонкой диэлектрической подложке толщиной 0.1 мм

 

    

     Тэг взаимодействует в антенной ридера на расстоянии, значительно большем длины волны. Поэтому очень важной характеристикой является диаграмма направленности (рис. 4) , по сечению которой можно видеть направление ее максимального излучения и величину Greal, входящую в формулу (1).    Greal – это реализуемый коэффициент передачи антенны, который учитывает как потери в подложке антенны ?loss , так и потери на рассогласование  ?  [1]

 

 ,

где Do    - направленность антенны.

 

Рис. 4. Диаграмма направленности Тэга, расположенного вблизи к ветровому стеклу,  несколько искривляется

Рис. 5. Сечение диаграммы направленности: направленности и реализуемый коэффициент усиления антенны вблизи стекла  Greal = -15 dB

 

 

    Т.о. антенна исходной конструкции имеет Greal=-15dB. Анализ системы RFID, приведенный, в том числе, в большом количестве публикаций [3], показывает, что величина усиления антенны Тэга необходимо иметь порядка 0…. 2 dB.  Поэтому далее поставим задачу увеличить величину Greal, и решение этой задачи будет сводиться к полному согласованию антенны и чипа.

 

     Причина рассогласования в данном случае заключается в различии комплексных сопротивлений антенны и чипа, при том, что реактивные части частично компенсируются, что можно видеть из того, что резонансная частота Тэга равна величине 900 МГц, отличной от частоты передатчика ридера 910 МГц. Т.о. в рассматриваемой круглой антенне согласование антенны можно реализовать, улучшив компенсацию по реактивной составляющей и трансформирую реальную часть импеданса антенны  17 Ом в реальную часть Тэга, равную 35 Ом.

 

     Входное сопротивление антенны считается в тех условиях, в которых она будет работать, в нашем пример - на  подложке полистирола толщиной 0.1 мм и на стекле толщиной 5 мм. Диэлектрическая проницаемость стекла 5.5. Входное сопротивление антенны считаем на HFSS. Для этого в центре вибратора сложной формы (рис. 3) располагаем дискретный порт с заданным импедансом.  Используя заданные граничные условия, HFSS использует метод конечных элементов и рассчитывает входной импеданс в сечении дискретного порта.

 

     Итак,  Z- параметры  антенны Тэга, расположенной рядом со стеклом  с проницаемостью 5.5, соответствуют Re (Zin) = 228 ом, Im(Zin) = +j544 Ом, что означает, что входное сопротивление носит  индуктивный характер и соответствует  60.9 нГ (рис.6).

 

     Согласующую цепь надо построить так, чтобы трансформировать импеданс антенны, равный   228 +j544 Ом, в импеданс, комплексно сопряженный импедансу чипа.

     Согласно информации, данной производителем чипа UCODE HSL (Ultra High frequency Smart Label)  [4], импеданс чипа равен 35 –j850 Ом (что означает, что входной импеданс носит емкостной характер и конкретно 0.214 пФ, рис.6); значит для обеспечения комплексного сопряжения, его нужно трансформировать в импеданс 35+j850 Ом.

 

 

Одним из способов достижения согласования можно считать расчет и установку согласующей цепи между антенной и чипом. Можно предложить по крайней мере несколько структур Г-образной согласующей цепи. Одна из них показана на рис. 6.

 

Рис. 6.  Схема и частотная характеристика, рассчитанная на Microwave Office [4]

 

     Во время оптимизации согласующей цепи в качестве целевой функции можно внести такую важную в системе RFID характеристику, как полосу пропускания [3]. Например, одновременно с получением условия сопряженного согласования на частоте 910 МГц, задаем требуемую полосу пропускания, равную 20 МГц.  

     Анализ, а затем оптимизация с помощью MWO [5] номинальных значений элементов согласующей цепи показывает, что при достижения значений L=168 нГ  и С=1.4  пФ  мы получаем частотную характеристику цепи передачи от антенны к чипу, показанную на рис.10. Ширина полосы  этой частотной характеристики зависит как от  добротности антенны, так и чипа. Желательно, чтобы частотная характеристика согласующей структуры не сужала полосу общей цепи передачи (сужение полосы из-за согласующей структуры можно видеть на диаграмме Смита, рис.8 по трассе согласования).

 

Рис. 7. Вариант реализации согласующей цепи, в котором в качестве дискретных элементов используются граничные условия (168 nH  из рис. 6 делятся пополам)

 

     Прежде чем реализовать согласующую структуру в виде меандровой индуктивности и/или гребенчатой емкости, можно использовать специальные дискретные граничные условия, имеющиеся в HFSS. Эти специальные граничные условия можно считать мощным инструментов, расширяющие возможности электродинамического моделирования.

 

 

 

Рис. 8. Траектория движения по точкам согласующей цепи,  между антенной и чипом на электронной диаграмме Смита (разработчик проф. F.Dellsperger, fritz.dellsperger@hta-be.bfh.ch). Эта траектория учитывает емкость чипа 0.23 pF. Точка 1 – антенна, (ZL) точка 3 – чип (фактически генератор, сопротивление которого находится в центре диаграммы Смита)

 

 

     Настройкой можно получить полное согласование S11 =0   в одной точке. Далее с помощью оптимизации на MWO можно выполнить согласование в нескольких частотных точках, и увеличить, таким образом, полосу пропускания (рис. 6).

 

 

 

 

     Особенностью проектирования антенных и иных структур на одном слое без земляной поверхности можно, пожалуй, считать то, что понятие волнового сопротивления линии в тракте здесь исчезает. Хотя земляная плата, от которой можно отсчитывать напряжения  в данной конструкции и есть, которая представляет собой реальную земляную поверхность.

        Поэтому опорное, или референсное, сопротивление здесь не играет принципиального значения.  Расчет можно вести в терминах абсолютных значений импеданса.

 

 

     Итак, для согласования комплексных импедансов чипа и антенны, на первом шаге мы используем согласующую цепь, поставленную между чипом и антенной в виде граничных условий.

    Для расчета импеданса антенны, в месте, где в будущем будет располагаться чип, ставим дискретный порт, с  Rport = 35 Ohm. Ширину линий, к которым будет подключаться чип, и возможная согласующая структура, выбираем равной  W=1 mm, хотя волновое сопротивление этой линии остается неизвестным.

      В первом приближении согласующие элементы можно рассчитать  с помощью диаграммы Смита, а затем оптимизации  с помощью программы  Microwave Office [5].

 

        Добавим согласующую цепь между двумя выводами антенны (концами вибратора и двумя выводами чипа) и рассчитаем новую структуру.  Индуктивность 168 nH, полученную в схеме Г-образной согласующей цепи,   делим на 2 индуктивности по  84 nH.

 

     Важный момент перехода от рис. 8  к рис. 7 заключается в том, что схема на рис. 8, которая имеет земляной общий провод нужно перевести в согласующую структуру рис. 7 без общей земляной шины.

       

      Если бы в конструкции антенны Тэга была бы земляная плата, то наиболее точным было бы применение дифференциального порта, в который должен быть включен чип. Но поскольку подложки нет, будем применять дискретный порт LumpedPort [2]. Дискретный порт, реализованный в HFSS, это, по сути, дискретный источник напряжения, включенный между точками.

 

 

 

 

Рис.   10. Частотная характеристика круглой антенны с согласующими цепями

 

 

     Итак, на этом этапе проектирования мы реализовали необходимые компоненты согласующей цепи в виде граничных условий. Пока элементы  реализованы не в физическом виде, как это будет сделано в окончательной конструкции. Однако уже на этом этапе можно проверить реализованные Тэгом характеристики, а также выполнить оптимизацию, при которой величины дискретных емкостей и индуктивностей можно будет изменять, как в обычно оптимизации или подстройке. В результате получено, что излучение антенны направлено по оси Z и антенна имеет реализуемое усиление Greal = 2.128 dB (рис. 12).

 

Рис. 11.  Диаграмма направленности круглой антенны, структура которой включает согласующую цепь, реализованную как  RLC Boundary

Рис. 12.  Сечение диаграммы направленности показывает лучший результат Greal = 2.128 dB

 

 

 

Итак, здесь мы показали, как реализуются компоненты согласующей цепи, используя граничные условия Lumped Element Boundary Condition.

Схема, полученная на диаграмме Смита, была реализована как структура, показанная на рис. 8 (C=0.44 pF, L=256 nH)

 

     После оптимизации согласующей цепи на MWO [4],  величины элементов стали равны  C=0.4 pF, L=120+120 nH (оптимизация изменила эти значения, по сравнению с рис.7, поскольку учитываются паразитные емкости и индуктивности структуры).

      Расчет показал, что с этими элементами антенна имеет Greal = 2.128 dB (рис. 12).

 

 

 

     Далее необходимо физически реализовать емкости Cpar и индуктивность в виде планарных компонентов. Для решения этой задачи можно опираться на распространенные в практике проектирования экспериментальные формулы, приведенные в табл.1

 

Табл.l. Физически реализуемые дискретные элементы в виде напыленных структур, внедренных в планарную антенну. До сих пор в практике проектирования для оценки величин наиболее распространенных реализаций гребенчатой емкости и меандровой индуктивности применяются известные формулы, приведенные в табл.1.

 

Меандровая индуктивность

,

 

n -  число шагов меандровой индуктивности

Cn – см. таблицу внизу

10...100 nH

 

 

 

 

Гребенчатая емкость

 

 

m – число зубьев с одной стороны, l- длина зубьев,

h-толщина подложки, мм, d- щель между зубьями, мм

0.2 ... 5 pF

n

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

Cn

2.76

3.92

6.22

7.6

9.7

10.92

13.38

14.92

16.86

18.46

20.36

                                 

 

     Однако программы электродинамического анализа позволяют выполнить анализ подобных компонентов, даже отличающихся от симметричных элементов, приведенных в табл.1.

 

 

     Поэтапно, в первую очередь была реализована гребенчатая емкость. Изменяя ширину линии гребенчатого конденсатора, получаем 4 варианта реализации  Cpar с параметром W (рис.13).

 

 

Рис. 13. Частотная характеристика антенны после физической реализации  Cpar  в виде гребенчатой емкости и индуктивности, реализованной пока в виде граничного условия

 

    Наилучшее согласование, соответствующее W=0.12 мм, обеспечивает диаграмму направленности антенны Тэга, рассчитанные на HFSS и приведенные на рис. 14,15.

 

Рис. 14. Диаграмма направленности с физически реализованной емкостью  Cpar

Рис. 15. Диаграмма направленности: Greal = 2.05 dB

 

 

 

    Оценка формулы для меандровой индуктивности, приведенной в табл.1 показывает, что в  первом приближении можно считать, что индуктивность 120  нГ  можно реализовать в виде линии длиной около 120 мм. Поэтому создаем такую индуктивность, вместо индуктивности, реализованного с помощью граничного условия.

     Программа HFSS имеет широкие возможности оптимизации. В качестве параметров удобно задать геометрические размеры индуктивности; ее шаг, количество витков и размах; в результате такой оптимизации окончательная длина меадровой  индуктивности приобретает оптимальный размер и структуру (рис. 16). 

 

 

 

Рис. 16. Реализованная в виде меандровой индуктивности

 

    В результате реализации согласующей структуры, показанной на рис. 16, реализуемое усиление антенны достигло Greal=1.764 dB. Вид диаграммы направленности совпадает с показанными на рис. 14,15. Окончательный вид антенны показан на рис. 17.

 

 

 

Рис. 17.  Окончательная структура круглой антенны с согласующими цепями

 

     Итак, для этой конкретной антенны можно сказать, что результат внедрения согласующей цепи привел к тому, что  реализуемое усиление  Greal круглой антенны увеличилось с -15 dB   до 1.764 dB.

 

    Рабочая полоса частот антенны  осталась равной 15 MHz,  на примере этого расчета мы видим, что она не изменилось.  Реализация фильтра в виде Чебышевского приведет к согласованиию в нескольких точках. Это может увеличить полосу, но  приводит к более сложной согласующей структуре. Практика проектирование показала, что широкая полоса, а также несколько точек согласования реализуются, используя связанные линии.

 

 

 

Выводы

 

     Антенны, работающие в ответчиках в системах RFID, имеют разнообразную конструкцию, размеры и требуемые диаграммы направленности. Причем их размеры имеют тенденцию к уменьшению. Тэги становятся все более компактными. Поэтому проектирование Тэгов выделяется в класс самостоятельных задач, тесно связанной с задачей согласования комплексных импедансов. Наиболее оптимальная конструкция Тэгов – без согласующих цепей – не всегда позволяет добиться желаемого результата – нужного усиления и широкополосности антенны. Поэтому проектирование согласующих цепей в этих специфичных конструкциях антенн является актуальной задачей.

 

     Применение HFSS Ansoft  переводит проектирование сложных СВЧ структур на новый уровень. В результате электродинамического анализа имеется возможность рассчитать согласующие структуры произвольной формы. Результаты проектирования, с использованием программ, типа CST, HFSS  и др. становятся не менее точными, чем экспериментальное измерение.

 

   Анализ, и главное оптимизация конструкции согласующих цепей   выполняется с помощью этих программ очень эффективно, при этом мощные современные компьютеры позволяют моделировать полностью пространство от антенны ридера до антенны Тэга, и даже включить полностью радиочасть Тэга.

 

     Поскольку антенна Тэга является принципиально односторонней конструкцией, то использовать понятие волнового сопротивления необходимо осторожно. Однако приведенные расчеты показали, что использование диаграммы Смита, программы анализа, основанные на теории цепей (MWO), в совокупности с программой электродинамического анализа, позволяют с высокой точностью рассчитать Тэг и согласующую структуру, позволяющую улучшить характеристики Тэга, при условии жесткого задания формы антенны. Т.о. виртуальное  понятие характеристического сопротивления линии можно опустить и выполнять расчет, не обращая внимании  на отсутствие земляной платы.

 

          В заключении можно сказать, что для малых антенн, размеры которой намного меньше длины волны, направленность такой антенны меньше чем направленность полуволнового вибратора, которая равна D=1.65, и соответственно больше, чем направленность изотропного излучателя D=1. Поэтому потери в окончательном параметре Greal намного больше зависят от степени согласования, а не от выбора формы, токи, текущие по которой и будут собственно излучать в пространство.

     Поэтому при выборе конструкции планарной антенны большее внимание следует уделять согласованию.

 

       Проектируя  сверхмалую антенну можно столкнуться с тем, что излучаемая металлическая форма, на которой возникают токи,   создающие поле в дальней зоне, находятся на одной стороне подложки, а внизу конструкции располагаются  согласующие цепи, токи на которых также вносят вклад в диаграмму направленности, и могут ухудшать окончательные характеристики. Электродинамическое проектирование учитывает компенсацию токов и приводит к наилучшим результатам.

 

     Практика проектирования Тэгов показывает также, что наиболее оптимальный метод – такая реализация структуры, когда в антенне Тэга находятся точки, подключение к которым автоматически выполняет согласование. В этом случае согласующая структура реализуется неявно. Однако зачастую приходится реализовывать согласующую структуру и явно, как показано в данной статье.

 

Литература

 

1.     www.cst.com – сайт компании Computer Simulation Technology

2.     www.ansoft.com – сайт компании Ansoft, производителя HFSS Ansoft.

3.      K. Balanis. Antenna Theory. Analysis and Design. 2nd Ed. 942 pp., Wiley, 2001.

4. K. V. Seshagiri Rao,  Pavel V. Nikitin,  and Sander F. Lam Antenna Design for UHF RFID Tags: A Review and a Practical Application

IEEE Tran. On Antenna and Propagation, Vol. 53, No. 12, December 2005

5. www.semiconductors.philips.com Philips. Ucode

6.  В.Д. Разевиг, Ю.В. Потапов, А.А. Курушин. Проектирование СВЧ устройств с помощью программы MWO. Солон-Пресс, 550 стр., М.,2003.

7.Y.Tichov, Y.J.Kim, and Y.H.Min. A novel radiator for small planar antennas, in Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2004, New Delhi, India, pp. 168-173, December 15-18, 2004.